高频开关电源的设计

课 程 设 计

院校：机械电子学院

专业： 自动化

班级：09自动化2班

姓名： 周京亮

指导老师：李晓高

课题：220V 10A 高频开关电源

摘要：通信电源是电信网的能源，其供电质量的好坏直接关系到整个电信网的畅通。本文首先介绍了国内外高频开关电源的发展情况和趋势，以及在电力系统中的应用，详细分析了间接和直接变换器的基本工作原理和各自的优缺点，进行理论分析和电路实验，并在此基础上设计出一种实用的开关电源，从而替代传统电源。该系统以MOSFET作为功率开关器件,构成一种间接的开关变换器；控制电路采用脉宽调制技术；PWM控制信号由集成控制器UC3825系列芯片控制产生,输出实时采样电压回馈信号,控制输出电压。控制电路和主电路之间通过变压器和光耦合器进行隔离，并设计软启动电路和过压、过流保护电路，同时系统电路还包含有电流反馈电路和电压反馈电路，以确保输出的更加稳定可靠。通过设计计算可知，系统可靠性高、稳定性好，比普通电源更具有优势和发展前景。

关键词: 高频开关电源；变换器； PWM；MOSFET

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目 录

1 绪论 ......................................................... 5 1.1高频开关电源概述 ........................................... 5 1.2课题简介 ................................................... 6 2 高频开关电源的工作原理和主电路结构的选择 ..................... 8 2.1高频开关电源的基本组成 ..................................... 8 2.2全桥式变换器的分析 ........................................ 10 2.3直接变换器的工作原理 ...................................... 10 2.3.1电路的工作过程 .......................................... 11 2.3.2 关系式 .................................................. 12 2.4.Buck变换器的性质 ......................................... 13 3 高频开关电源主电路的设计 .................................... 14 3.1PWM 开关变换器的设计 ....................................... 15 3.2 高频变压器的设计 .......................................... 17 3.3 整流滤波电路 .............................................. 19 4 高频开关电源控制电路的设计 .................................. 22 4.1 控制方式的选择 ........................................... 22 4.2 PWM控制器 ............................................... 23 4.3 反馈和保护电路设计 ........................................ 28 5 总结 ........................................................ 33 参考文献 ...................................................... 34 致谢 .......................................................... 35

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1 绪论

1.1 高频开关电源概述

八十年代，国内高频开关电源只在个人计算机、电视机等若干设备上得到应用。由于开关电源在重量、体积、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源和相控电源有显著减少，而且对整机多相指标有良好影响，因此它的应用得到了推广。近年来许多领域，例如电力系统、邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多应用开关电源，取得了显著效益。究其原因，是新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件不断地出现并应用到开关电源的缘故。从而使开关电源更上一层搂，达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因子高、可靠性高的要求。开关电源就有了更强的竞争实力，应用也更为扩大，反过来又遇到更多问题和更实际的要求.这些问题和要求可以归纳为以下几方面:

1、能否全面贯彻电磁相容?

2、能否大规模稳定生产或单件特殊生产? 3、能否组建大容量的电源?

4、能否满足电气额定值更高或更底的要求? 5、能否适应各种特殊使用场所的要求?

这五个问题是开关电源能否在更广泛领域应用的关键，把挑战看成开关电源发展的动力和机遇，一向是电源科技工作者的态度。以功率因子为例，AC-DC开关电源或其它电子仪器输入端产生功率因子下降问题，用什么办法来解决?毫无疑问，利用开关电源本身的工作原理来解决开关电源应用中产生的问题是最积极的态度。实践中，用DC-DC开关电源和有源功率因子校正的开关电源，(成本比单机增加 20﹪) ;成功解决了这个问题。现在，又进一步发展成单级有功率因子校正的开关电源，(成本只增加5％);在三相升压式单开关整流器中减少谐波方法，有人采用注入六次谐波调脉宽控制，抑制住输入电流的五次谐波，解决了电流谐波畸变率小于10%的要求。这样的事例，不断从近年发表的科研论文中反映出来。

开关电源干扰技术及防止电网污染技术已引起国内外专家注意。在21世纪，分布式电源系统的组成将强调“系统集成”、“电力电子封装技术”等。现在新的器件(能低压工作、降压很小)陆续进入市场，因而可得到1V的低压输出和功率小到lOmW的开关电源，

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为便携装置微型化提供了条件。现在可以用软开关－PWM技术、印刷电路、折迭绕组变压器，可以采用非晶、纳米晶合金软磁材料的铁芯，小功率开关电源整机效率可达到90%,大功率电源可达到95%左右。开关频率以20KHz为下限，几十、几百倍的提高。体积设备、重量越来越显著下降。外形也可以作成轻、薄、短、小。总之，电源再不是大、粗、笨的设备，而是精致、灵巧可设计成兼有“智能”的装置了。

九十年代以来，美国、德国等西方国家新建电厂和变电站已全部采用高频开关电源，近几年来，国内开关电源技术已经有了长足的进展，理论、研究、生产、应用等己有相当的成果或规模，采用了有效的均流技术和软开关技术，如大家所熟悉的朝阳电源就是一种较为完善的开关电源，但是，现在的开关电源都是为邮电通讯系统设计的低电压的模块，象电力系统的操作电源所用的220V/110V的电源则研究较少，深圳华为公司的电源模块有用于电力系统的智能型高频开关电源，质量不错，但是，它的三次和五次谐波较大，我们知道谐波对电网有危害作用，大量的谐波分量倒流入电网，造成对电网的谐波“污染”，一方面产生“二次效应”，即电流流过线路阻抗造成谐波电压降，反过来使电网电压也发生畸变;另一方面，会造成电路故障，使用电设备损坏。例如线路和配电变压器过热;谐波电流会引起电网LC谐振，或高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而爆炸;在三相电路中，中线流过三相三次谐波电流的迭加，使中线过流而损坏。另外，因为它没有采用有源功率因数校正，功率因数较低，只达到0.9，如果采用有效的功率因数校正，功率因数可以达到0.99以上。

1.2 课题简介

1.2.1 所选课题的意义

发电厂和变电所中，为了供给控制、信号、保护、自动装置、事故照明、直流油泵和

交流不停电电源装置等的用电，要求有可靠的直流电源。为此，发电厂和110KV以上的变电所通常用蓄电池作为直流电源，对上述的电源要求有高度的可靠性和稳定性，电源容量和电压质量均应在最严重的事故情况下保证用电设备的可靠工作。根据电力系统的要求 蓄电池直流系统的电压等级为:

1、控制负荷专用的蓄电池组的电压采用110V。 2、动力负荷和直流事故照明专用的电压采用220V。 3、国内的发电厂和变电所的直流电压大多采用220V。

所以，220V直流电源在电力系统的操作电源系统中占有非常重要的地位。

目前，直流电源主要包括三种:相控电源、线性电源、开关电源。

相控电源即相位控制型稳压电源，它的主要原理就是将市电直接经过整流滤波提供直

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流，由改变晶闸管的导通相位角来控制整流器的输出电压，所以如果采用适当的控制电路使晶闸管的导通相位根据输入电压或负载电流变化自动调整，整流器的输出电压就能稳定不变。

线性电源也是一种常用的稳压电源，通过串联调整管可以连续控制，它的功率调整管总是工作在放大区，流过的电流是连续的。线性稳压电源通常包括:调整管、比较放大器、回馈采样部分以及基准电压部分。

开关电源的功率调整管工作在开关状态，功率损耗小，效率高，由于开关工作频率高，变压器的体积大大减小，滤波电感、电容数值较小。

在目前的电力系统中，大部分用的都是相控电源，但是，相控电源用的是工频变压器，体积大，而且输出电压的纹波系数大，监控系统不完善，采用主从备份方式，用户使用不方便，对电力系统新的要求也达不到标准，另外，由于充电设备与蓄电池并联运行，纹波系数较大，会出现蓄电池脉动充电放电，影响蓄电池的使用寿命。而高频开关电源体积小、重量轻、频率高、输出纹波小、模块迭加、N+l热备份设计、便于计算机管理等优点，符合现代电源的潮流。所以，电力系统中的操作电源有高频开关电源取代相控电源的趋势。

1.2.2 课题所做主要工作

本系统中,我们所做的主要工作如下：

1、对高频开关电源的主电路拓扑结构进行分析。

2、结合系统的技术参数，确定系统的主电路拓扑,设计出主电路。 3、结合系统的具体情况,设计出滤波、整流、反馈和保护控制等部分。 本系统要达到的技术指针如下: 输入电压:380V±20% 电网频率:50HZ±10% 功率因子:0.99

输入过压告警:437V±5V 输出标称电压:220VDC 输出额定电流:5A 输出过压保护:325V±5V 输出欠压保护:195V±5V 效率:90%

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2 高频开关电源的工作原理和主电路结构的选择 2.1 高频开关电源的基本组成

高频开关电源是将交流输入电压变换成所需直流电压的装置.基本的隔离式高频开关电源的原理图如图2.1所示,高频开关电源主要有输入电网滤波器、输入整流滤波器、高频变换器、输出整流滤波器、控制电路和辅助电源等几部分组成。其基本原理是：日常所用的交流输入电压经电网滤波电路和整流滤波电路的变换得到一直流电压，再通过高频变换器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将变换器输出的高频交流电压进行整流滤波，

从而得到所需要的高质量。

AC EMI 滤波器 整流滤波 高频整流 滤波输出 DC 高频变压器 辅助 电源 控制及 保护电路 图2.1 开关电源结构图

以全桥式变换器高频开关电源为例，图2.2表示了交流输入电压到

输入整流滤DC-AC变换 高频变压 输出整流滤波 AC DC 图2.2 高频开关电源的波形变化 最后输出所需直流电压的各环节电压波形变换流程。 下面就图2.1中每一部分的作用及原理分别简述如下：

1、输入电网滤波器：其主要作用是用来消除来自电网的各种干扰，像大型电机的启动，电器设备的开关，以及雷电等产生的尖峰干扰。同时也可以防止开关电源的高频噪声污染扩散到电网，这是一个双向的保护措施。下图是一个典型的三相输入电网滤波器。如图2.3：

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A B C1 C2 L1 L2 C C3 L3 C4 C5 C6 图2.3 三相电网滤波器示意图

2、输入整流滤波器:其主要功能是将电网输入的交流电压进行整流滤波，为逆变器提供波纹较小的直流电压。而且，在当电网由于事故或其它原因停电时，滤波电容器储存的能量尚未用完，还能使开关电源维持一定的时间。对用电设备起到保护作用。对三相交流电输入，其电路图形如图2.4：

2.4 输入整流滤波器电路图

3、高频开关变换器（DC/DC）:它是开关电源的关键部分。它把直流电压变换成高频直流电输出，其主要形式有两种：直接变换和间接变换。其中间接变换是指变换器中有高频变压器。

4、控制及保护电路：它用于检测输出直流电压，与基准电压进行比较，进行隔离放大，调制振荡器输出的脉冲宽度，从而控制变换器保持输出电压的稳定。再开关电源发生过电压、过电流或短路时，保护电路就会使开关电源停止工作以保护负载和开关电源本身。 5、辅助电源：主要是为控制电路和保护电路提供满足一定技术要求的直流电源，以保证它们工作可靠稳定运行。其电路可以是的，也可以由开关电源本身产生。 6、滤波输出：为了确保输出的可靠稳定，一般在电路输出端都接有滤波电路，从而确保了输出的可靠稳定性。 在工频滤波器中，一般大电流的工频滤波电感取值不宜过大，否则断电时会产生较大反向电动势损坏电子器件，开机瞬间或功率管切换时，因滤波电容容量大，易产生的浪涌电流，故采用电感输入式滤波，其滤波电感能电流的突变。

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在电源输出滤波中，滤波电感与滤波电容一起对整流后脉冲方波起平滑作用。从滤波电感的等效电路看，滤波电感的最高使用频率决定于等效电容和电感形成的并联谐振点。在高频工作状态下，铁芯损耗大，需采用电阻率非常大铁氧体磁芯。

2.2全桥式变换器的分析

全桥式变换器的原理图：

VT1、VT4与VT2、VT3由基极激励驱动而轮流通断，从而将直流电压Vi变换成高频矩形波交流电压，随后经D1、D2整流，L、C2滤波后传送给负载，为其提供稳定的直流电压。四个功率开关管组成桥的四臂，桥的一对交点输入直流电压，另一对交点接高频变压器原边绕组。VTl和VT4由一组开关信号驱动，VT1和VT4导通时电流方向对原边绕组是又上向下。过半个周期，VTl和VT4截止，VT2和VT3在另一组驱动信号下导通，导通电流由电源Vi正端经VT3，原边绕组由下向上，VT2流向电源负端。两对开关管是轮流导通，导通时绕组电压近似等于Vi。每只开关管均为并联一只高速功率二极管，其钳位作用以减小开关管由导通转换为截止时，变压器产生的电压尖峰，以保护开关管不被击穿。 全桥式变换器的优点是:主变压器原边绕组比推挽式少了一半，变压器利用率提高;开关管可用低耐压(如400V)、大电流的功率管输出功率大。

VT3 VT1 Vo

D1 L

VT2

VT4 D2

图2.5全桥式变换器的原理图

2.3 直接变换器的工作原理

直接变换器有很多种，例如：Buck、Boost等，由于Buck变换器是最基本的直接变换器，在这里亦Buck变换器为例进行简单介绍。Buck变换器又称为降压变换器。线路组成如图2.6所示，完成直流电压间的相互转换。

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Tr

＋ L Vs D D1 C R Vo 图2.6 Buck变换器 —

为分析其稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下的假定：

1、电感、电容均为理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。

2、开关晶体管、二极管都为理想元件。即导通时压降为零，截止时漏电流为零。 3、输出电压中的文波电压与输出电压的比值小到允许忽略。

2.3.1 电路的工作过程

当开关晶体管Tr导通时，如图2.7（a）所示，电流IS=IL流线圈L,在其未饱和前，电流线性增加，在负载R上流过电流IO，两端输出电压Vo，极性上正下负。当IS>IO时，电容C处于充电状态。此时二极管D1承受反向电压;当Tr截止时，如图2.9(b) 所示，由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持其电流IL不变，负载R两端电压仍是上正下负。在IL2.3.2 关系式

设开关周期为TS,闭合时间为t1=D1Ts，断开时间为t2-t1=D1TS;D1<1，称D1为接通时间占空比，且D1+D2=1.由假设可知，

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VL Is + _ + Vs + _ D1 L C IO R _ VO（a） Is=0 VL —+ + Vs + IO R C - (b) 图2.7变换器工作原理—VO

VO、VS不变，则Tr导通时，电感电流线性上升，其增量为：

t1IL10VVosLdtVsVoVVot1sD1Ts (2.1) LL式中：IL1为电流增量;VS为输入电源电压;VO为输出电压；L为电感。

当Tr截止时，电流增量为：

t2IL2VOVVVdtO(t2t1)O(TSD1TS)OD2TS (2.2) LLLLt1由于稳态时这两个电流变化量相等，即IL1＝|IL2|,故：

VsVoVVD1TO(TSD1TS)OD2TS LLL整理可得：

VoVsD1 (2.3)

有上式可知，输出电压VO随占空比D1而变化，由于D1<1,故VO word精品文档，可编辑，欢迎下载

MVOD1 (2.4)

VS当电感L较小，负载电阻R较大，或TS较大时，将出现电感电流已下降到0，新的周期却尚未开始的情况。当新的周期来到时，电感电流从0开始，线性增加，这种工作方式称为电感电流不连续的模式。此时，由

VSVOVD1TSOD2TS LL得

VOD1VS (2.5)

D1D2式中D2——晶体管开断、二极管导通时间占空比。

通过计算可得电感电流不连续情况下的Buck变换器的电压增益为：

MVOVS2118D12 (2.6)

其中L RTS由上述的讨论可知，Buck变换器电压增益M与占空比D1存在函数关系。在连续与不

1连续状态之间有个临界状态，其发生条件为：连续状态：ILIO

2临界状态：

1ILIO 2不连续状态：

1ILIO 2VV由（3-1-2）可知，临界时OD2TSOIO,整理得：

2LR2R D2TSL (2.7)

上式为临界条件的

L表达式。此时的电感定义为临界电感L,可表示为： R2VOVOVOD2RLCTSD2TStOFF(1D1) (2.8)

22IO2IO2POfs word精品文档，可编辑，欢迎下载

式中：LC为临界电感量，VO为输出电压，fs为开关工作频率＝IOVO。

1，PO为变换器输出功率POTs由上式（2.8）可知，对于LC和D2为 固定值时，Buck变换的电流连续与否是由R决定的，当R的值增大时，工作状态由连续转化为不连续。另一方面，如果R和D2TS为 固定值，则电感L2.3.3 Buck变换器的性质

1、输入电流IS是脉动的，与变换器的工作状态连续与否无关。这个脉动电流在实际应用中应受到，以免影响其它部分的工作。通常，在电源VS和变换器之间会加上一些输入滤波器，这种滤波器必须在开关变换器设计的早期阶段和建立模型的过程中就要预先进行考虑，否则，在开关变换器与输入滤波器连接时，可能会引起意外的自激振荡。

2、在高功率应用中，变换器应避免不连续工作状态。因为在不连续工作状态，功率晶体管和二极管必须具有较高峰值电压的电流。 3、输出滤波器的截止频率fc定义为:

fc12LC 当所选的C能达到的所需的输出滤波要求时，L可以选得足够大，以便使开关变换器保持在连续的工作状态，但电容本身没有完美的电气性能，所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率。另外，等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压，欲减小纹波电压，只能靠减少等效串联电阻的值和动态电流的值。选择电容C的类型，经常由纹波电流的大小决定。截止频率fc的高低，LC的大小，都将影响输出纹波电压。从改善动态特性看，可考虑选择小电感量，大电容值。

3 高频开关电源主电路的设计

一般情况下，变换器都需要变压器进行隔离，即所谓的离线开关变换器。以有全桥变压隔离器的Buck变换器为例进行简单说明，其简单的电路图如图3.1所示： D1 L S3 S4 C R Cs Vs S1 S2 T1 D2 图3.1 全桥变压隔离器的Buck变换器 word精品文档，可编辑，欢迎下载

图3.1就是由基本的Buck变换器派生而来的，根据本系统的要求，图示所选变换器拓扑结构是合理的。且具有以下两个优点：

1、由于有了隔离功能的双绕组，绕组可以靠匝数调节变比，因此，电路电压增益变化不只靠占空比，而且还可以靠绕组匝数比，这就给适用设计带来了很多好处，也大大提高了稳定性和可靠性。

2、变压隔离器可以克服基本变换器拓扑实际中存在的局限性，例如，输入输出不隔离，输入输出电压比或电流比不能过大以及无法实现多路输出等问题。

3.1 PWM开关变换器的设计 3.1.1 开关变换器结构

我们知道PWM开关变换器按工作方式可分为：单端反激变换器、单端正激变换器和多端变化器三种。其中多端变换器又包括推挽式变换器、半桥式变换器和全桥式变换器。在以上的各种变换器中，我们知道全桥式变压隔离器开关承受最小的开关电压和最小的开关电流，根据我所设计的高频开关电源的实际需求，输出功率较大，因此选用全桥隔离式PWM变换器。这种线路的优缺点是：

优点:

1、主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向的磁通，副边绕组采用全桥全波整流输出。因此，变压器铁芯和绕组最佳利用，使效率、功率密度得到提高。

2、功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压Vs，四个能量恢复二极管能消除一部分由漏感产生的瞬时电压。这样，无需设置能量恢复绕组，反激能量便能得到恢复利用。

缺点:

1、需要功率元件较多;在导通回路上，至少需要有两个管压降，因此功率损耗也比双晶体管推挽式变换器大一倍。但是在高压离线开关系统中，这些损耗还是可以接受的。另外，能量恢复方式，由于是四个二极管，因此，损耗略有增加。

2、值得注意的是，全桥变换器易发生桥臂直流短路及变压器原边偏磁饱和，其可靠性难以保证。但是，这种缺点我们将采取一定的措施进行避免。以后章节将详细介绍。

整个变换器的电路图如图3.2所示。图中每个MOSFET旁均并联有组容吸收回路作为缓冲器，在晶体管瞬间断开时，缓冲器原件R、C将通过提供交流通道来减少功率管断开时的集电极电压应力。这样可增进系统元件的安全性。

其工作原理是：由P1、P4和P2、P3分别构成全桥的两臂，设定P1、P4由驱动信号

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S1驱动，其中，P1是驱动信号S1通过变压器隔离后驱动的；P2、P3由驱动信号S2驱动，其中，P2是驱动信号S2通过变压器隔离后驱动的；驱动

R1 R2 高频变压器 P1 C1 C2 P2 Vi Vo P3 R3 R4 P4 C3 C4 图3.2 全桥式变换器 信号SI、S2是由PWM信号控制器产生的，它们是一对互补的、占空比都不超过50%的信号，也就是说，同一时间，不可能出现两个信号同时为高电平的情况。当S1信号到来时，P1和P4导通，电流经过P1进入变压器原边，再经P4形成回路;当S2信号来时，P2和P3导通，电流经过P2进入变压器原边，再经P3形成回路，但是电压的极性与信号S1驱动的相反。这样，直流电压K经过变换器变换以后，得到的为一高频变化的交流电压，完成了从DC到AC的变换

3.1.2 开关元件及其驱动电路

设计中的功率变换部分选择由4只MOSFET管构成的全桥变换器，且都有电容和电阻来吸收MOSFET管通断时产生的尖脉冲，从而保护MOSFET管。根据设计要求，MOSFET功率管可选用的功率管主要有以下几种SSH11N90、IRFPE50、IRFPE52、2SK684。由于全桥式变换器需要两路的驱动电路，所以电路相对复杂，通过集成芯片进行控制，控制电路和主电路之间要通过变压器进行隔离。 一、场效应管的主要参数介绍

1、最大漏极电流IDmax，在特性曲线饱和区中，漏极电流达到的饱和电流值。 2、阀值电压VGS(th)，又称为开启电压，是指功率MOSFET流过一定量的漏极电流时的最小栅极电压。当栅源电压大于阀值电压VGS(th)时，功率MOSFET开始导通。且阀值电压一般在1.5V—5V之间。

3、漏源击穿电压BVDS,用来表征功率管的耐压极限。

4、跨导，又称互导。用来表征功率,MOSFET的放大特性。且互导gm为：

gmIdVGS

5、最高工作频率fm，在漏源电压VDS的作用下，电子从源区通过沟道到漏区是需要一

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定时间的。当栅源之间的控制信号的周期与此时间相当时，电子就来不及跟随控制信号。这个信号的频率就是最高工作频率。我们选用MOSFET的原因之一便是由于它的响应频率较高，一般达到几百KHZ 。

6、导通电阻RON，其是指在确定的栅源电压VGS下，功率MOSFET处于恒流区的直流电阻，他与输出特性密切相关，在开关电源中，RON决定了输出电压和自身的损耗。一般导通电阻RON较小，漏源击穿电压BVDS高的器件较好。

7、导通时间ton和关断时间toff， MOSFET是依靠多数载流子传导电流的。一般来说，影响开关速度的主要因数是器件的输入电阻Rm、输入电容Ciss、输出电阻Ron、输出电容

Cout。导通时间ton定义为:从输入信号波形上升至幅值的10％到输出信号下降至幅值的

90％所需时间;关断时间toff定义为:从输入信号波形下降至幅值的90％到输出信号上升至幅值的10%所需时间:开关时间几乎与温度变化无关，但与栅极驱动电源以及漏极所接的负载性质、大小有关。一般导通时间ton为几十纳秒，关断时间toff为几百到几千纳秒。ton随ID增加而增加，toff却随几ID增加而减小。

二、功率MOSFET的优势

功率MOSFET与功率晶体管相比较有如下的优点： 1、安全工作区域大，功率MOSFET没有二次击穿。

2、漏极电流为负的温度系数有良好的热稳定性。可以简单地并联以增加其电流容量。 3、开关速度非常的快。功率MOSFET是多数载流子器件，不存在功率BJT的少数载流子存储效应，所以具有非常快的开关速度。一般低压器件开关时间为10ns数量级，高压器件为100ns数量级。特别适合制作高频开关，可以大大减少元件的损耗、尺寸和重量。

4、高输入阻抗和低驱动电流。

3.2 高频变压器的设计 3.2.1 变压器设计步骤

桥式变压器的设计相对比较容易，两个半周期都用同一个原边绕组，磁芯和绕组使用率都比较高。为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数较多，电感量大，为此，选用高导磁率合金材料的磁芯是合适的，而且磁芯不带气隙。 具体设计步骤如下: 1、选择铁芯型号

根据输出功率、效率求出输入功率。我们设计的电源为220V、5A的直流电源，用于电力系统的直流操作电源系统。输出功率为:

Po=220×5=1100W

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效率按90%计算，则输入功率:

Pi=1100/0.9≈1200W

又知工作频率为1OOKHZ，所以由铁芯选择图可以选择EE55/55/21磁芯。

2、选择最佳磁感应强度

变压器设计为求有最佳效率，均从铜耗等于铁耗出发的。对于每一个设计者，有一个最佳磁感应强度幅值Bopt，它依赖于工作频率、铁芯损耗，所加的电压和原、副边的匝数比等等。

3、线圈匝数计算 原边线圈匝数:

NPVSton61.15

BAe式中： VS----原边线圈所加直流电压，在有波动时取小值； ton----最大导通时间； B----总磁感应强度增量； Ae----磁芯有效面积。 4、副边线圈匝数

从3中确定每伏所需匝数。

输出回路压降大小加上输出额定电压VO即为副边电压Vs.根据这两个参数可以确定副边线圈的匝数。

对于高频变压器的设计，常用的有两种方法，第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP (AP=AWAe，称磁芯面积乘机)。根据AP值，查表找出所需磁性材料的编号，称为AP法;第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计，称为Kg法。

3.2.2 变压器设计常会遇到以下问题

1、阶梯饱和

由于两个功率管存储时间不同或输出整流二极管正向电压的不同，会引起在变压器原边绕组所受的正向和反向伏秒值不平衡，这个不平衡造成某运行周期变压器铁芯的磁感应强度阶梯式趋向饱和。

2、瞬时饱和效应

假设有一对功率管在饱和点附近工作，如果负载瞬时增加，控制电路使脉冲宽度快速增加，以补偿损耗和增加电流，这样，铁芯出现单向饱和，一对功率管可能流过突发性的

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过电流。如果功率管有的、快速反应的限流装置，那么触发脉冲能在过电流造成危害之前消失，电源装置就可避免损坏。但这并不是一个好的解决办法。如果减少放大器放大倍数使输出电压的摆动幅度小，使每个周期只允许增加脉冲少量的脉冲宽度，则有可能防止过度饱和。这种方法会使电路的瞬态响应稍稍变差。

3、趋肤效应

导线流过高频电流时，只在导线表皮流过，称为趋肤效应由于趋肤效应使得导线有效面积减少，电流密度有所提高，引起铜耗增加，效率下降。当导线流过突变电流时，产生磁力线，磁力线引起涡流，涡流的方向加大了导线表面的电流，抵消中心线的电流，使得电流只在导线的表面流动，中心则无电流，这种效果是导线本身的电流产生的。为了解决这个问题，我们可以用多股导线缠绕在一起来饶制高频变压器，这样就可以避免趋附效应。

4、变压器电磁干扰的抑制

变压器产生的瞬变干扰可能传导和辐射到负载上，而且还返回到电源配电系统。当电源电压通过零点改变极性时，非线性磁滞回线特性使不同数量的剩余磁通残留在变压器铁芯中。这种情况往往增加了剩磁通而使铁芯饱和，因而导致了电流过流。磁化电流的瞬变，即传导性电磁干扰，既影响到变压器的次级，而且也返回到配电系统。对于变压器所产生的传导、辐射干扰，有如下的措施:

1、选择高导磁通的铁芯材料，减少变压器漏磁通； 2、变压器采取静电屏蔽措施；

3、静电屏蔽的目的是使变压器初次级绕组间的电容减到最少，并且对共模噪声提供一个低阻抗的对地通路；

4、在变压器的外围中部做一短路环，以抵消变压器的漏磁通；

5、减小铁芯中磁通密度将会使杂散磁场的幅度大约按磁通密度的平方而减小。这样做虽然变压器的体积增大了，但却有利于减小电磁干扰和散热，比屏蔽变压器更为经济有效。

3.3 整流滤波电路 3.3.1 整流电路

高频电源系统还包括整流滤波部分，整流电路分为两个部分：前级整流和后级整流。前级整流是指三相交流电经滤波后需要整流变为直流以后才能输入到开关变换器进行频率变换，完成AC-AC的变换。前级整流部分的电路如图3.3所示：

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L6 L5C7D1D2D3 C8C10C9D4D5D6 图3.3 前级整流电路图 图3.3中前面的电感和电容组成EMI防电磁干扰环节，可以有效防止电磁干扰等，达到有稳定的交流输入，从而确保整流的可靠进行，本设计选用六个整流二极管进行整流，可以有效的得到所需要的交流输出电压。 后级整流部分，是将高频变压器变压后的高频交流电进行整流，这一部分比较简单，根据我们设计的要求，选用了四只IXYS公司的DSEI 30-10A功率二极管组成桥式全波整流即可完成工作。 3.3.2 滤波电路 由于电源模块工作于高频状态，而我们又必须获得无谐波的直流电压，因此，相对于相控型整流器，开关电源必须有更复杂的抑制干扰与滤除杂音的电路。共模与差模原理常被用来衰减及消除输入谐波，并将滤波器件封装在磁屏蔽盒内，并要可靠接地。布局上为输入输出隔离，输出线用绞合线或平行配线。机架地线与信号线分设。变压器初次级或开关管管脚之间配置高频抑射元件。输出滤波电容器用四端高频电解电容器、叠层式无感电容器。 1、电源输入滤波 开关电源的高速开关瞬态往往会产生很高的射频分量，从而污染交流馈电线路，交流电源能传递电气噪声和电磁辐射，导致开关电源中的瞬变再辐射和传递到其它负载。电源输入滤波主要由工频低通滤波器和共模扼制元件组成，封闭在磁屏蔽盒内且可靠接地。电源输入滤波又称电磁干扰(EMI)或射频干扰(RFI)滤波器。 在电源输入滤波器中，通常用高频旁路电容和共模扼流圈来衰减和吸收纵向共模噪声，用常态滤波电感、常态滤波电容抑制差模常态噪声。图3.4为开关电源实际使用的三相三级输入滤波器.图中，L1、L2、L3为常态滤波电感，L4、 word精品文档，可编辑，欢迎下载 U L1 C1 L4 L5 R V L2 C4 C6 C7 C9 S W L3 C2 C5 C8 T C3 N

图3.4 三相输入滤波器

L5为共模扼流圈，C1、C2、C3为共模滤波电容，C4～C9为常态滤波电容。 2、电源输出滤波

开关电源在开关变换器之后，还需要高频变压器进行隔离降压，而后经过桥式整流后再接电源输出滤波器，以得到高质量的符合设计要求的直流电压，所以电源的输出滤波部分是很重要的一个环节。图3.5所示为电源的输出滤波器。

L1 接 C7 L2 C1 接整 负 C6 C5 C4 C3 流器 载 C8 C2

图3.5 高频开关电源的输出滤波器

3、工频滤波

开关电源中工频滤波器接在工频整流与开关变换器之间，既能将脉动电流变为平滑的直流，还能抑制高频干扰，图3.6为开关电源的工频滤波器。 L2 C1 L1 C5 C2 C3 C7 C6 C8

图3.5开关电 图3.6 开关电源工频滤波器

其中L1, C5, C6滤除共模噪声，C1, C2滤除差模噪声，C1, C2, C5, C6为小容量高频电容器，L2, C3, C4, C7, C8为常态滤波元件，C3, C4为大容量电解电容，C7, C8为小容量无感电容，用来补偿大容量电解电容器的高频性能，起高频旁路作用，L2, C3, C4

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组成低频滤波器，其余电感电容组成高频滤波器。

在工频滤波器中，一般大电流的工频滤波电感取值不宜过大，否则断电时会产生较大反向电动势损坏电子器件，开机瞬间或功率管切换时，易产生大的浪涌电流.

从滤波电感的等效电路看，滤波电感的最高使用频率决定于等效电容和电感形成的并联谐振点。

4 高频开关电源控制电路的设计 4.1 控制方式的选择

开关电源的控制方式基本上都采用时间比率控制方式，而这种方式又可以大致分为以下三大类：脉冲宽度调制方式、脉冲频率调制方式和混合调制方式。

1、脉冲宽度调制方式，简称PWM方式。其主要是通过调整脉冲宽度和控制

基准电振荡分频U 误差放大脉宽调门电路 A 门电路 B 图4.1 脉宽调制原理图 占空比的方法来达到输出电压的稳定的。目前，以此方法应用最多。上图4.1为其基本原理图。

基准电压:芯片内大部分电路由它供电，同时，兼作误差放大器的基准电压输入。 振荡器:由恒流充电快速放电电路以及电压比较器组成，振荡频率由所外接的RC组件所决定，频率f=1/RC 。

误差放大器:将取样电压和基准电压比较放大，送至脉宽调制电路输入端。 脉宽调制器:输入为误差放大器输出。输出分两路，一路送给门电路，另一路送给振荡器输入端。

门电路:门电路输入分别受分频器和脉宽调制器的输入控制。 分频器:将振荡器的输入分频后输出，控制门电路输出脉冲的频率。

2、脉冲频率调制方式，简称PFM方式，它采用脉冲频率来改变脉冲占空比从而控制输出电压的稳定。

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3、混合调制方式，即前二者兼而有之的方式，既控制脉冲宽度，又改变控制脉冲频率，用综合技术来改变脉冲占空比和脉冲周期来控制输出电压的稳定。

在这里我们根据设计要求选择脉冲宽度调制方式，这种控制方式在日常中应用广泛且效果较好，适合本设计的要求。

4.2 PWM控制器

4.2.1 PWM集成控制器的基本原理

PWM集成控制器通常分为电压型控制器和电流型控制器两种。电压型控制器只有电压反馈控制，可满足稳定输出电压的要求，电流型控制器增加了电流反馈控制，除了稳定输出电压外，还有以下优点:

1、当流过开关管的电流达到给定值时，开关管自动关断。

2、自动消除工频输入电压经整流后的纹波电压，在开关电源输出端，300Hz以下的纹波电压很低，因此可减小输出滤波电容的容量。

3、多台开关电源并联工作时，PWM开关控制器具有内在的均流能力。 4、具有更快的负载动态响应。

基准电压和采样反馈信号通过误差放大器比较放大后，输出的差值信号和锯齿波比较，从而改变输出脉冲的宽度，以实现稳压效果。有些控制器仅有一个输出端，而多数控制器都设有用触发器和“与”门电路组成的相位分离器，用它来将单一脉冲变换为交替变化的二路脉冲输出，用于供驱动推挽和桥式变换器中的功率开关管，此时变换器的工作频率等于控制器内部锯齿波振荡器振荡频率的一半。当然，也可以将控制器的两路输出并联起来去驱动单端变换器或串联调整型开关稳压电源中的功率开关管，此时，开关稳压电源的工作频率就等于控制器内部锯齿波振荡器的频率。

4.2.2 高速PWM控制器UC3825系列

根据设计的系统要求，我们选择PWM集成控制器为UC3825系列中的UC3825.下面将详细介绍此芯片的主要特点、工作原理和应用等。 1）UC3825系列的主要特点：

提供两种工作模式：电流模式和电压模式; 开关频率最高可达1MHz；

输出脉冲最大传输延迟时间为50ns;

打电流图腾柱式输出，最大峰值电流达1.5A; 内置宽带误差放大器； 双脉冲抑制；

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逐个脉冲限流；

软启动/最大占空比控制； 带欠电压锁定控制； 启动电流低，仅为1.1mA；

内置5V精密基准电路，精度达到1%；

具有可调的上升沿封锁阀值，可调低上升噪音。 2）UC3825引脚简介如下：

Inv（引脚1）：误差放大器反相输入端。在闭环系统中，该端接反馈信号。根据需要，可在该端与引脚3之间接入 不同功能的反馈网络，构成比例、积分、比例积分等类型的闭环调节器。在开环系统中，该端与引脚3相连，构成跟随器。 NI(引脚2)：误差放大器同相输入端。该端接给定信号。

E/A Out（引脚3）：误差放大器的输出端。闭环系统中，根据需要，可在该端与引脚1之间接入不同功能的反馈网络，构成比例、积分、比例积分等类型的闭环调节器。在开环系统中，与引脚1相连，构成跟随器。

Clock（引脚4）:振荡器时钟信号输出端。该端输出脉冲用于实现外电路与同步。 RT(引脚5)：震荡器定时电阻接入端。

CT(引脚6)：振荡器定时电容接入端。

Ramp（引脚7）:斜坡信号接入端。该端用于控制器工作模式的选择。当该端与引脚6相连时，控制器工作在电压模式下;而在该端输入一电流波形时，控制器就工作在电流模式下。

Soft Start（引脚8）：软启动电容接入端。

ILIM/S.D.(引脚9)：限流比较器输入端/关断比较器输入端。该端可外接过电流保护

电路，实现电流保护。

Gnd（引脚10）：信号接地。

Out A(引脚11)：输出端A。该端与引脚14是两路互补输出端。在推挽互补输出时，该端接功率放大和隔离电路，此时占空比的可调范围为0%～50%。在单端输出时，该端直接接地。

INV 1 16 5.1V NI 2 15 Vcc E/A Out 3 14 Out B Clock 4 13 Vc

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RT 5 12 Pwr Gnd CT6 11 Out A Ramp 7 10 Gnd Soft Start8 9 ILIM/SD

图4.3 UC3825引脚排列图

Pwr Gnd（引脚12）：功率地。

VC(引脚13)：输出级偏置电压输入端。

Out B（引脚14）：输出端B。该端与引脚11是两路互补输出端。在推挽互补输出时，该端接功率放大和隔离电路，此时占空比范围为0%～50%。在单端输出时，该端直接接地。

VCC(引脚15):偏置电源输入端。

：5.1V基准电源输出端。该端提供一温度特性极佳的基准电压。VREF.5.1V（引脚16）

ILIM/SD

其引脚封装图如图4.3所示： 3）UC3825内部工作原理

UC3825芯片主要有以下部分组成：振荡器、PWM比较器、限流比较器、过流比较器、基准电压源、故障所存器、软启动电路、欠压锁定、PWM锁存器、输出驱动器等组成。我们将详细介绍各个部分的情况，以理解芯片的工作原理。其内部电路如图4.4所示。

1、振荡器

首先根据要求的最大占空比Dmax选择RT，在根据要求的频率以及RT和Dmax选择CT。

RT3V

(10mA)(1Dmax)CT1.6Dmax

(RTF)RT的最佳阻值为1～10ＫΩ之间，Dmax应大于70%.

2、上升沿封锁

UC3825系列采用固定频率脉宽调制。其两个输出端交替输出脉冲，因此，每个输出端输出脉冲的频率是振荡器频率的1振荡器频率为200KHZ，所输出PWM脉冲的频率为

2100KHZ，输出脉冲占空比在0%～50%以内调整，实际桥式变换器的应用一般达不到50%，因为桥式变换器在PWM脉冲的占空比为50%时，由于功率管截止时间的问题，使得桥臂容易短路。

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4561.25V ≥1振 荡 器PWM锁存器R Ramp73误差NI放大INV器21+- S ≥19uaVC禁止T触发器T 13 ≥1 ≥1Soft 8Start1VILIM/SD11Out A14Out B12Pwr Gnd限流比较器关断比较器 91.4VVCC15 输出禁止09V内部偏置Gnd10Gate基准电源&0 04VVREF16 图4.4 UC3825 内部原理图

为了调整上升沿封锁时间，CLK/LEB脚应接入电容C，这样，输出脉冲前沿封锁时间就由电容C和内部10KΩ电阻确定的放电时间来决定。

为了更准确控制前沿封锁时间，可在外部并联一个2KΩ（2%）的电阻R。前沿封锁时间可由下式计算:

tLED0.5R//10KC

式中，外接电阻R不能小于2KΩ。

上升沿封锁也适用于限流比较器，上升沿封锁之后，如果限流脚的电压超过1V，输出脉冲就终止。但是，过流比较器不能采用前沿封锁。在任何时间，只要限流脚的电压超过1.2V，故障封锁就起作用，从而使输出端变为低电平。为此，应该在限流脚接入噪音滤波电容器，加以防范。

3、欠电压锁定过程中的自偏置和有源低输出特性

在欠电压锁定过程中，为了使重启动电流保持在较低的水平，控制器内部绝大部分功

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能电路都被禁止，控制器输出保持低电平。然而如果没有足够的偏置，在控制器再次启动的瞬间，功率MOSFET有可能在寄存电容的影响下而误导通，由于此时控制器尚未进入正常工作状态，因此无法有效的防止类似故障的发生。针对此情况，在其输出级中增加了自偏置图腾柱驱动电路，以确保输出端在欠电压锁定状态下始终保持低电平，而不受外部干扰信号的影响。如图4.5所示：

250µA VCC

50k OUT UVLO VT1 VT2 VT3 VT4 PGND 图4.5 改进的欠压锁定电路

4、时钟信号输出电路

UC3825的时钟信号输出电路为TTL/CMOS电路，器输出高电平为3.7V，其输出低电平为0.2V。另外，时钟信号输出端还用于实现上升沿消隐功能。而UC3825A/B则只能通过在定时电容串联的电阻上施加外部同步信号来实现各个控制器之间的同步。

4.3 反馈和保护电路设计 4.3.1 反馈电路的设计

高频开关电源是一个双闭环控制系统，内环是电流反馈控制，外环是电压反馈控制。电流反馈控制很简单，只需在开关变换器和高频变压器之间加上一个检测电流的互感器，将检测值引入到UC3825的第9个管脚限流端,系统就可以在负载过大的时候关断输出，这种情况在前面的部分已经介绍;下面我们详细介绍电压反馈控制。

反馈电压从主电路输出端直接实时采样，与整定电压比较后输入到比例积分放大器，其输出值经过隔离后输入到UC3825的第2个管脚，以控制PWM信号的占空比从而控制主电路输出电压的变化。其中隔离部分的具体电路如图4.6所示。在图4.6中，U1指的是一个精密线性光耦，因为反馈电压是直接从主电路的输出端采样，由于主电路和控制电路是需要隔离的，所以光耦隔离是必不可少的，但是，一般光耦的输出是不能反应输入的大小的，我们选用线性光耦合器，即可以实现电气隔离，又可以实现比例传输，为了实现精确地控制，我们选用了一种精密线性光耦合器。

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这个精密线性光耦合器是由一个红外光LED照射分叉配置的一个隔离反馈光二极管和一个输出光二极管。反馈光二极管吸收LED光通量的一部分而产生控制信号。该信号可用来调节LED的驱动电流，这种技术可用来补偿LED的时间和温度特性的非线性。输出光二极管产生的输出信号与LED发出的伺服光通量成线性比例。在应用中，我们用运放作为输入以驱动LED，反馈光二极管产生的电流流过R1,R1接到运放的反向输入端。光电流IP1的值满足: IP1=V1/R1，此电流与LED的电流成正比，比例系数为反馈传输增量K1，即

IP1=K1*IP，运算放大器向LED提供足够的电流以保持运放的正向和反向输入端等电压。同理，我们得到:

K2IP2/IP

K2表示正向增益，则我们定义此电路的传输增益为K3，应满足如下的关系：

K3K2/K1

可见，输入与输出满足如下的关系:

VOK3(R2/R1)V1

在实际应用中，LED应工作在1-lOmA左右，在此范围内，传输增益K3为0.9～1.10之间的一个值，它的线性误差为±0.25%.

4.3.2 保护电路的设计

1、软启动电路的设计

软启动电路分为两部分内容，其一是输入电网分段启动，在合闸时先接入限流电阻，将合闸浪涌电流在设定范围内，待输入电容充满电后，再将该电阻短接。另一部分是稳压电源输出电压亦需要软启动，因为一般PWM型稳压电源的输出滤波电容较大，输出电压的突然建立将会形成非常大的电容充电电流，叠加在负载电流上，它不仅会使高压开关管负担过重而损坏，而且由于持续时间长，往往会引起过流保护电路发生误动作，为了避免由此引起的误动作而将保护电路调的非常迟钝，则将会增加过流保护的不安全性，所以PWM型稳压电源必须具有输出电压软启动功能。这两种软启动电路都是非常重要的，前一种可称为硬控制，后一种可称为软控制。对于后一种软启动电路，我们在前面己经介绍过，如图4.4中所示，只要在UC3825的第8管脚接入一个电容C，UC3825通过内部集成的电路就可以完成对软启动的控制，一般启动时间为数百毫秒。对于前一种软启动电路的设计，如图4.7所示。

Ug VDD

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UK2 C1 R3 C2 R4 UJ V R1 R2 J2 J

+12V C3 T

Q R S C D C4 图4.6 输入电压软启动原理图

图中，UJ为一触发器，Ug为一光耦合器，Uk2表示触发器的控制端，它将控制触发器的开关是打向J1还是J2，在启动时，Uk2为一低电平，控制触发器的开关在原始位J1，启动电压经过R1限压稳流，光耦合器Ug由于R1两端的压降而工作，使UK3为低电平;同时，电容C2充电，使UK3变为高电平, UK3通过D触发器控制UK2变为高电平，控制触发器的开关打向J2，电路将绕过软启动电阻直接输出到后级电路。

输出软启动和输入软启动应结合起来考虑，理想的配合是输入电容充电完毕，限流电阻被短接后，输出电压才由零逐渐增大到额定值，以避免限流电阻上承受极大的损耗。

2、过流、过压保护

开关电源通常设有电流保护电路，当负载电流超过设定值或发生短路时，对电源本身提供保护，系统的过流保护在系统的安全性方面占有重要的地位，过流保护我们采用了三重保护:一是在系统的输入级的三相交流引入处安置熔断保险管，在系统出现短路和其它意外重大故障的时候切断外部电源的输入以保护系统免受损坏;二是在用于控制软启动的触发器后级安置熔断保险管，以防止启动浪涌电流的过大而破坏功率器件;三是系统的最主要的过流保护部分，通过对系统电流的检测来控制PWM信号脉宽从而达到过流保护的目的。

图中UG表示光耦合器，选用TIL117, TL表示一个可编程的精密电压基准431L,主电路的输出电压VOUT经过R1、R2、R3、R4分压后加入到精密电压基准的基准(R)端，TL的阴极接到光耦合器的3端，当基准电压Vref达到2.5V时，阴极电流IK突然增大，使得光耦合器工作，UK6变为低电平，而UK6连接到UC3825的输入启动端(SS)，这样迫使启动电容放电，系统重新软启动，实现过压保护的目的，保护负载的安全。 3、开关器件的保护

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开关器件一般都配备有缓冲电路，又称吸收电路。其作用是用来抑制电力电子器件的内因过电压、du/dt或者过电流和di/dt，减小器件的开关损耗。缓冲电路可以分为关断缓冲电路和开通缓冲电路。关断缓冲电路又称为du/dt抑制电路，用于吸收器件的关断电压和换相过电压，抑制du/dt，减小开关损耗。开通缓冲电路又称di/dt抑制电路，用于抑制开通时的电流过冲和di/dt，减小开通损耗。两者结合称其为复合缓冲电路。 4.4 驱动电路的设计 UC3825芯片是控制电路的核心，它集成了控制器的很多功能，以前需要分立单元完成的功能，现在都可以通过它来完成，其外部驱动电路如图4.9所示。 27k4.7kUC3825A0.1ufINV4.7k5kNI1165.1VVcc0.1uf215VccTF210k27kE/A OUT314Out B15VD10.1uf0.1ufTF3Clock413Vc3.85K1.0ufRT512Pwr GndD2CT611Out ARamp5010ufSoft Start710Gnd8B9Ilim/SD22k10k3.3k 图4.9 UC3825外部驱动电路 图4.9中，Vcc为参考电压，在我们设计的电路中的用途是供给线性光藕合器控制部分的电压;RT和CT用来调节PWM的最大占空比Dmax和振荡频率;输入是从端口2进入，OutA和OutB是PWM信号的输出端口，信号的幅值由端口13的VC决定。OutA和OutB输出的两个PWM信号是相互之间有死区时间的互补信号。其数值变化范围为:0.945V～2.132V，根据系统的具体情况，最大占空比我们设计为Dmax=40%，因为功率MOSFET的截止时间比导通时间长，如果Dmax过大，将会导致桥臂短路的情况。 word精品文档，可编辑，欢迎下载

总结

本课题通过对高频开关电源基本理论的研究，对开关变换器各种拓扑结构的分析论证，期望设计出一种实用于电力系统直流操作电源的高频开关电源整流模块，以替代现在使用的相控整流电源，为电力系统提供一种重量更轻、体积更小、效率更高、安全性更好的一种整流模块。经过一段时间的研究，完成了系统的总体设计以及主电路和控制电路部分的设计。

1、开关变换器的设计

开关变换器是本系统的核心部分，根据设计的系统频率和功率的要求，选用MOSFET作为功率变换器器件，用 变压器进行隔离，构成完整的桥式开关变换器，完成DC-AC的变换。且可以克服桥式变换器容易造成桥臂短路和在高频情况下容易谐振的缺点，安全性能大幅度提高。

2、PWM集成控制器的调试

开关变换器的PWM控制信号有PWM集成控制器提供，本设计选用UC3825系列，其输出的PWM信号我们可以通过外围参数的调节，使得两路PWM信号互补，占空比在0%～40%之间。同时，反馈电压可以直接反应PWM的占空比的大小，此控制器还将过压保护、过流保护、软启动等功能集成进去，效果非常好。

3、电压闭环电路的构成

从主电路的输出端直接取电压信号作为反馈，与整定电压进行比较后经过线性光耦合进入到UC3825的误差反向输入端，完成闭环的调节。而光耦合器起隔离的作用，同时又完成数据线性传递的作用，使系统的调节效果得到改善。

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参考文献

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