第三章 移动通信天馈系统

天馈系统是任何一个无线通信系统不可或缺的一个组成部分。在发信端，它将高频传导电流转变为空间的电磁波而发送出去；在接收端，它反过来将空间电磁波转变成高频信号的传导电流输入接收机。 通常，一个移动通信的天馈系统由天线，共用设备，以及传输线共同组成。由于天线系统在理论上涉及较深的电磁场理论，我们将不多叙述，而仅以工程实用为主，介绍其一些基本参数及主要性能。

第一节 传输线

传输线的作用主要是将无线电收发设备与天线相连接。对传输线的主要要求是损耗小，两端阻抗相匹配，足够的功率容限，阻燃防火等。在某些特殊场合，传输线还可用来作阻抗变换用途。

一、传输线的基本参数

移动通信频段使用的传输线绝大多数是同轴电缆。它是一种外导体接地作为屏蔽层的不对称传输线。其等效电路如图3－1所示。图中L、R、C、G都是分布参数，分别代表传输线单位长度、电感、电阻、电容和电导。

当传输线的损耗足够小时，即ωL>>R，ωC>>G，其特性阻抗。

RLRLRLGrCGrCGrCGrC 图3－1 不对称传输线的等效电路

Z0L

C （3－1）

当两导体间全部充满相同的介质时，同轴电缆的分布电感和分布电容为：

LCDn(H)m2d （3－2） 2FDnd(m) 式中，D和d分别为同轴电缆的外导体和内导体直径；μ和ε分别为内外导体之间介质的绝对导磁率和绝对介电常数。在一般情况下，介质均为非磁性物质，因此，

r0和r0

式中μr和ε介电常数：

r

分别为介质的相对导磁率和相对介电常数，而μ0和ε0为真空的导磁率和

04107(Hm)109F0()49m将上述数值及式（3－2）代入式（3－1），则可得：

Z0或者当r1时，Z012nDDn60rn （3－3） drdD d60r二、传输线的一般性能

当传输线的终端负载为ZL时，在终端处的电压和电流分别为VL和IL，对于特性阻抗为Z0的传输线，在线上任何位置的电压和电流可以表示为：

VxVLcosaxjILZ0sinaxIxILcosaxj

VLsinaxZ0 （3－4）

式中，a为相移常数，x为离终端的距离。

图3－2画出了当ZL分别等于∞、0、Z0、RL和XL等五种情况下传输线上电流和电压的分布情况。

如图所示，我们可以归结为：

1） 只有当ZL＝Z0时，传输线上电流和电压都是行波 2） 当ZL＝∞或0时，传输线上电流和电压都是驻波

3） 当ZL＝RL或XL时，传输线上也是驻波，但其峰值与谷值视RL和XL值的大小而异 传输线上各点的反射波与入射波之比称为该点的反射系数。当损耗很小时，

P

VrIrZLZ0j2axe （3－5） ViIiZLZ0在终端负载处的反射系数

P0ZLZ0 （3－6）

ZLZ0

图3－2 各种终端负载时传输线沿线电流电压振幅的分布

传输线上各点电压、电流的振幅是入射波与反射波叠加的结果。它们同相时出现波峰；反相时出现波谷。波谷与波峰之比称为行波系数k

kVminViVrVmaxViVr11VrViVrVi1p （3－7） 1p 行波系数的倒数称为注波比或驻波系数。注波比ρ常用电压注波比的缩写VSWR表示。



而回波损耗也称为反射衰减

11p （3－8） k1pLp(dB)20lg1 （3－9） 1 在匹配情况下，终端负载ZL＝Z0，p＝0，k＝1，ρ＝1。失配时ZL≠Z0，k从1至0变化；ρ从1至∞变化。我们将Vr/Vi，Pr/Pi，k和ρ数值上的对应关系列于表3－1

表3－1

上面已经讨论了传输线在不同终端负载下各点的电压、电流分布，它们的比值就是各点的等效阻抗。若将传输线从某一特定点断开，并在该点接入原等效阻抗以代替已断开的传输线，那么在剩下的传输线上，电压、电流分布将不会改变。等效阻抗可从式（3－4）导出

ZVVLcosaxjILZ0sinax IIcosaxjVLsinaxLZ0ZLcosaxjZ0sinax （3－10）

ZocosaxjZLsinaxZ0当x(2n1)4时（n＝0，1，2，3，…）

cosax0,sinax1

则可得

2Z0 （3－11） ZZ1ZL即传输线上离开终端负载为λ/4奇数倍处的等效阻抗等于特性阻抗的平方除以终端负载。 当x2n4时（n＝0，1，2，…）

cosax1,sinax0

则有

ZZ2ZL （3－12）

即传输线上离开终端负载为λ/4偶数倍处的等效阻抗等于终端阻抗。 由(3-10)和（3－11）式可得

Z1Z2Z02 （3－13）

即传输线上相隔λ/4两点的等效阻抗的乘积等于传输线的特性阻抗的平方。这一阻抗关系十分重要。λ/4传输线作阻抗变换的理论依据就立足于此关系。

第二节 天线

天线的性能可以用许多参数来衡量，如增益，方向图，驻波比，前后比等。根据互易定理——即天线用作发射和接收时进行能量转换过程的可逆性，它们的参数在发射和接收时保持不变。因此，在研究天线性能时，大多参数不必指明是发射天线还是接收天线的，只有额定功率通常只对发射天线有意义。

在移动通信频段，天线的形式主要是线状天线。所谓线状天线，就是它的辐射体的长度L远大于其直径d。线状天线的基础是对称振子。对称振子就是在中点断开并馈以高频电流的导线，馈电点两边的导线的长度相等。这种对称振子可以作为的天线或成为复杂天线的组成单元。 众所周知，电磁场理论是天线理论的基础，它以麦克斯威尔建立的两个方程来描述空间电场和磁场之间的关系，在本节中我们将不引入一系列的理论作推导，而重点阐明天线的一些基本参数的物理意义及定量概念。

一、天线的基本参数

1）天线的有效长度

天线的有效长度是指一假想天线的长度，此假想天线与它所等效的天线应满足以下关系：

a． 假想天线上电流均匀分布，其幅度等于它所等效的实际天线的输入电流 b． 假想天线与它所等效的实际天线在最大辐射方向有相同的场强

以半波振子为例，l4，如图3－3所示，其有效长度为le Z le l 图3－3 天线的有效长度   2）方向性系数前后比和增益

天线的方向特性可以用方向性图来描述，而方向性系数D是用来定量地表示天线辐射电磁能量的集中程度。它的定义是在同样辐射功率条件下，方向性天线在最大辐射方向远区某点的功率通量密度（单位面积通过的电场功率，正比于电场强度的平方）与各向同性的点源天线在该点的功率通量密度之比。可见，天线作为无源器件，它的增益不像功率放大器那样将输入功率放大多少倍，而是将它的辐射能量与一个各向同性的标准点源天线相比较的结果。移动通信频段的工程实用上，也可以半波偶极天线作为另一种参考标准。这两种参考标准的方向性系数相差1.倍，即2.15dB。 考虑到天线本身的损耗，天线的增益G应略小于方向性系数D，但因为VHF和UHF频段天线本身损耗很小，所以，在绝大多数情况下，我们可以认为G与D是相等的。 在微蜂窝覆盖系统中，对天线的方向性更加予以重视，有时利用天线的定向特性对其前后比提出技术要求，所谓天线前后比是指其辐射的主方向电磁能量与其反方向电磁能量的比值。良好的前后比性能可以有效地减少小区间的干扰。通常一般的定向天线其前后比可以大于20dB。

3）输入阻抗与驻波比

天线的辐射功率来自馈线，因此天线实际上是作为馈线的负载，它从馈线取得功率，变换成电磁能量，发射到空间。作为馈线的负载，必须考虑天线的输入阻抗，即天线馈电端输入电压与输入电流的比值。只有当天线的输入阻抗与馈线相匹配时，高频电流在馈线中才以行波方式传送，这一点我们在本章第一节传输线中已经作了介绍。实际上，影响天线输入阻抗的因素很多，计算也十分复杂而且正确性差，因此，工程上大多采用测量的方法。如高频阻抗电桥、测量线、阻抗图示仪等都可把天线作为一个二端网络，测出其等效阻抗。但天线又不同于一般的二端网络，因为天线是一个开放性的辐射装置，它的输入阻抗在一定程度上取决于周围的辐射环境，因此，必须将天线置于一个非常空旷的自然环境中或者将其置于一个带有能吸收辐射能量的特殊人造环境中，才能测得与实际情况较一致的结果。 为了使天线与馈线良好地匹配，必须使天线的输入阻抗与馈线特性阻抗相等，目前通用的馈线阻抗是50Ω（或75Ω）。但实际天线的输入阻抗大都与此不符，因此必须利用各种阻抗变换器来实现匹配。这种变换器大多是针对某种类型天线专用的，已经溶入天线是一个完整天线的一部分。

实用上，用驻波比来度量输入阻抗与特性阻抗的偏差。一般工程上的指标在1.2～1.5之间。

4）极化

极化是指天线辐射的电场矢量在空间的取向。可以分为线极化、圆极化和椭圆极化等形式。线极化又有垂直极化和水平极化之分。根据移动台天线接近地面的特点，移动通信大多使用垂直极化。

5）工作频带和功率容限

天线的各种特性参数在偏离设计频率时，都会不同程度地发生变化。天线的频带宽度是指各项指标在额定范围内的工作频率范围。频带宽度的主要因素往往是阻抗特性。 用作发信的天线，还应根据发信的功率对天线提出功率容限的要求。一般没有磁性材料的天线都是线性系统。它的功率和传输线相似，主要是由电击穿和热损坏造成的。电击穿往往发生在电压波峰处，另外，对于室外天线如果防水性能不佳而受潮也易发生绝缘性能

不佳而击穿。热损坏主要是由于介质损耗产生的热引起的，由于连续承受大功率而散热不够就会造成局部变形，从而诱发天线损坏。 因此，在选择天线时，必须对天线的工作频带和功率容限（当发信时）作出正确的选择。

二、京信天线

京信通信已生产了各种频段的移动通信基站和移动台天线约150余款，并有多款获国家专利。

设计工程师应该知道本公司型号的命名规则。 X0X1X2－X3X4X5/X6X7X8－X9X10－(X11X12X13) X0： 使用场合 O－室外天线 I－室内天线 X1X2: 天线类型 OA－室外全向天线 XD－室内吸顶天线 DP－室外定向板状天线 WH－室外挂壁天线 YI－室外八木天线 SC－室内鞭状天线 RA－室外抛物面天线 X3X4X5：水平面半功率波瓣宽度 如：065表示65º ； 120表示120º X6： 极化方式 V－垂直极化 R－±45º双极化 S－垂直加±45º双极化 Q－双垂直加±45º双极化 C－圆极化 X7X8： 增益 如：14表示13.8dBi X9： 馈电线接头类型 D－7/16 Din N－N S－SMA B－BNC T－TNC X10： 工作频段 A－824-4MHz（CDMA） G－870-960MHz（GSM） C－1710-1880MHz（DCS） P－1850-1990MHz（PCS） B－GSM＋CDMA D－GSM＋DCS E－CDMA＋GSM＋DCS W－CDMA＋GSM＋DCS＋PCS＋3G F－3G1920-2170MHz L－WLAN2400-2500MHz X11X12：电调倾角度（可选项） 如：05表示电调倾角为5º，12表示电调倾角为12º X13： 改进型(可选项)

三、天线隔离度

当一个基站有多部发信机且未采用合路器共用一付天线时，为了降低两个天线之间耦合引起的互调干扰，采用的一个方式就是使天线间距足够大。 半波偶极子天线的隔离度AC与天线间距的关系可以由图3－4求得。例如为了满足AC＝50dB的指标，对900MHz频段，垂直放置间距S约需2.8λ（λ＝0.33m）；而水平放置间距约需27λ（9m）左右。

20 隔

30 离

度

(dB) 40 50 60 70 0.3

10 10 20 隔 离 30 度(dB)

40 50 60 70 0.3 0.9 3 9

30 0.9 3 9

30 90 300

(b)水平间距(m)

图3－4 天线间距与隔离度的关系

我们也可以用以下经验公式计算：

对于垂直放置 AC28.040lg对于水平放置 AC22.020lg(a)垂直间距(m)

SS

（3－7）

第三节 天馈配套器件

一、无源配套器件

常用的无源天馈配套器件有合路器，耦合器和功分器等。

1）合路器

在多部发信机同时工作的场合，能使它们合用一付天线无论从经济方面或架设场地方面考虑都是很有使用价值的。合路器主要就是将多部发信机的输出合成到一付天线的装置。它既要能有效地将每部发信机的输出功率馈送至天线，又要避免各发信机之间产生互调干扰影响系统的性能。 在室内微蜂窝覆盖系统中，为了最大地节约资源，常常将不同频段的发信机通过合路器输出到一付宽带天线上，此时合路器本身将具有一定的频段选择功能，它除了保持对通过频段的低插入损耗之外，还应对其它频段有高的带外抑制功能。 对于同频段的功率合路，在移动通信频段，较多使用的是3dB定向合路器，它是一个四端口器件。如图3－5所示， Z0 Z0 2 3 1 4 Z0 Z0 2E 图3－5 定向合路器原理图

它有两根传输线1－4及2－3，可以用微带线或金属带构成，两线之间存在一定的耦合。当电磁波从1端输入时，能量除了沿线传送到4端以外还耦合到另一根传输线的2和3端。如果能量的耦合具有单向性，就成为定向合路器。当1端输入信号经耦合后只传到3端，就称为同向合路器，这时2端输出为0；如果只传到2端，则称为反相合路器，这是3端输出为0。定向合路器的特性，除了各端口的阻抗性能以外，还有两个主要参数，那就是耦合系数和定向系数。耦合系数就是有多少输入能量耦合到另一根传输线，定义为C10logP耦。P入当P耦等于P入的一半时，即C＝-3dB，即为3dB定向合路器。当然实际上由于内部带线，介质的损耗以及同轴接头的插损将使耦合系数略大于3dB（约-3.1至-3.5dB）。定向系数用来表明这些耦合过来的能量如何分配，通常表示为

D10logP2 P3定向系数D愈大，说明定向性愈好，即耦合过来的能量只集中于一端，另一端就成为隔离端，D愈大，也就是隔离度愈高。一般要求定向合路器的定向系数或隔离度至少在20dB以上。 对于非同频段的功率合路，则往往需要利用高频滤波器,环行器或传输线阻抗变换器等来满足设计要求。如图3－6所示为两路GSM与一路CDMA的共路双向传输合路设备。其插损取决于输入端发信机的数目。如图3－6，一路CDMA输入插损可以<1dB，而二路GSM输入的插损应大于4dB。而带外抑制取决于滤波器的性能。通常视频段而异，可以达50～80dB。

CDMA1TxRxGSM1GSM2

图3－6 GSM与CDMA合路原理

随着室内覆盖要求的不断提高，有时会要求有几个不同频段的系统共用一套天馈系统，此时可以采用多系统接入平台（Point of Interface,简称POI）来解决，我们将在下面另列章节介绍。

2）耦合器和功分器

1 2 3 图3－7 耦合器原理图

耦合器主要用来从主传输线耦合一部分能量以用于监测维护等目的。耦合线可以用微

带，电缆或金属探针等组成。如图3－7，其直通端1～2的插入损耗很小（<0.5dB），而3端的耦合损耗可以从几dB到几十dB变化。耦合器的主要参数除插损，注波比及耦合损耗以外，还有功率容量和频带宽度。 另一种常用的无源器件就是功分器，顾名思义，就是一种功率分配器，其工作原理与通用的宽带有线电视分配器一样，可以从1分2到1分4，或者串级以增加输出端口，但受限于功率损耗（包括插损和分配损耗），功分器的主要技术参数还有驻波比，功率容量和频带宽度。

二、多系统接入平台（POI）

众所周知，目前第二代移动通信系统有GSM900，GSM1800，IS-95CDMA和PCS等四种制式，不久将来推出的第三代系统有WCDMA，cdma2000，TD-SCDMA三种制式，另外还有无线局域网WLAN的加入。这些系统将在中国移动通信市场并行运营相当一段时间。而某些公共场所如会展中心、机场、地铁、商场、大型办公楼房的室内覆盖往往希望将这些系统同时引入。如果每个系统都建的室内覆盖系统，则天线布局、机房、馈线分布都是现场业主无法接受的。为此，有的系统集成商不失时宜地推出了一种被称为多系统接入平台（简称POI）的无源设备，充分利用宽带技术成果，将多种制式的移动信号合路后引入天馈分布系统，达到充分利用资源，节省投资的目的，并使现场布局达到美观隐蔽的效果。 POI可根据不同的技术要求进行设计，主要可分为： 收发共路双向传输；收发共路单向传输； 收发分路双向传输；收发分路单向传输。 图3－8所示是收发共路双向传输实例，其输入包括一路CDMA800，二路GSM900，二路GSM1800，一路CDMA1900以及预备四路端口给未来的3G系统。共计十路输入，而输出仅为2Tx和2Rx。 除了多频段，大功率以外，对POI的技术要求还包括驻波低；高隔离、低损耗；低互调；高稳定性等。

TestMONCDMA800TestMONGSM900TestMONGSM900TestMONGSM1800TestMONGSM1800TestMONCDMA1900TestRX2功率检测器功率检测器TestGSM MONDCS MONCDMA3X MONCDMA MONTX1RX1TestGSM MONDCS MONCDMA3X MONCDMA MONTX2TX11TX2RX123G34RX2TX3TX4RX3RX4图3－8 收发共路双向传输POI

三、塔放

当基站天线与接收机之间距离较远，或者在接收机输入端前加有分路、合路器，影响无线覆盖区上行链路时，可以在天线端增加一个塔顶放大器以提高上行接收机灵敏度，保证上、下行链路平衡，扩大基站覆盖范围。

TxBTSRx机房

塔顶

图3－9 典型上行塔顶放大器

如图3－9为一个典型的仅有上行塔顶放大器的方框图。我们简单分析其接收噪声的改善情况。 当未加塔顶放大器时，接收端噪声系数

NFtNFrLLf （3－8）

式中NFr为BTS接收机噪声系数

Lφ，Lf分别为双工滤波器和馈线的插入损耗。 若Lφ＝1dB，Lf＝7dB，NFr＝4dB时， NFt＝12dB

当加了塔放后，接收端噪声系数应为

LfHFr1NF(dB)A10 （3－9） NFtL10log1010G(dB)1010如果塔放噪声系数NFA＝3dB，塔放增益G＝14dB时，

0.3101.11NFt110log10101.412.51 110log1.99525.119110log1.9950.4614.9dB通常，塔放噪声系数与基站接收机噪声系数处在同一量级，所以塔放能够改善的主要是馈线及其它无源器件的插入损耗。塔放的增益也不是愈大愈好，因为这样将使塔放进入非线性区，降低了系统的抗干扰指标，一般情况下，塔放的增益应调至略高于馈线和无源器件的插入损耗之和（高3dB左右），此时，可以使噪声系数的增加控制在1dB以内,这应该是非常理想的结果。

加装塔放以后，可以增加基站的有效覆盖面积，这是工程设计的一个小课题。

在实用上，对于某些情况下，也可以加装下行塔放，如图3－10，或者下行为基站功率放大器，上行为塔放，如图3－11所示。

TxBTSRx机房

塔顶

图3－10 塔顶双向放大器

TxBTS 机房

塔顶

BTS机房 塔顶

图3－11 基站功放+上行塔放

这样图例在实用上可以按基站的具体条件和覆盖区要求来选定。当然，在工程实际中，对塔放的避雷，馈电，防水以及故障的自动告警和自动旁路功能都应有精心的设计。

第四节 分集接收

多径衰落与阴影衰落产生原因是完全不相同的。随着移动台的移动，瑞利衰落随信号瞬时值快速变动，而对数正态衰落随信号平均值（中值）缓慢变动。这两者是构成移动通信接收信号不稳定的主要因素，它使接收信号被大大地恶化，虽然通过增加发信功率、增加天线高度和提高天线增益等方法能取得改善，但必然要花费较大代价有时也受条件无法做到。而采用分集方法即在若干个支路上接收相互间相关性很小的载有同一消息的信号，然后通过合并技术再将各个支路信号合并输出，那么便可在接收终端上大大降低深衰落的概率。由于深衰落在两条或多条路径上的同一时间间隔期间很少同时发生，所以分集方案能减少衰落的影响。图3－12示出了经的衰落路径接收到的两个不相关的衰落信号。

图3－12 两个不相关的衰落信号

常用的分集方案分为两大类：一类称为“宏观分集方案”，它适用于在不同站址上架设天线；另一类称为“微观分集方案”。它适用于在同址基站上应用。当接收两个或多个不相关的短时限瑞利信号时，就用微观分集方案。基本上有6种方法来实现分集接收，它们分别是：1.空间分集2.极化分集3.场分量分集4.频率分集5.时间分集和6.角度分集。在移动通信领域以空间分集使用最多。 空间分集是利用场强随空间的随机变化实现的。随着移动通信工作频段的不断攀升，波长愈来愈短，空间略有变动就会出现较大的场强变动。空间的间距越大，多径传播的差异就越大，所接收场强的相关性就越小。为此，必须确定分集天线必要的空间间隔。 对于移动端的空间双重分集情况，大多文献资料认为两天线的间距d取λ/4的整数倍就可以了，如图3－13为一个实测例子。当d＝0.75λ时，双重分集所得的平均信号电平较一付天线所收到的平均信号电平增加约2.85dB。

图3－13 不同天线间距时移动台平均信号电平增值

但因为目前绝大多数移动台是手持台而很少有车载台。所以上述分集好处在移动端一般不能得到，我们还是应重点讨论基站的空间分集课题。 由于重要的散射场集中在移动端附近，所以基地台为了取得良好的分集效果，天线间距与移动单元的空间分集相比要大得多，通常应在十个波长以上。 移动台以α角发出的电波经过媒质中不同的散射体传播，被基站两个天线所接收。分集效果与天线高度、两天线间距和角度α有关。在850MHz频段所做的现状试验（郊区），所得到的取向角、相关系数与参数η之间的关系曲线如图3－14所示。

图3－14 取向角α，参数η与相关系数ρ的关系

其中天线高度hb。对于给定的η，侧向（α＝0）相关系数值总是小于其他情况。而

天线间距S轴向（α＝90º）相关系数值为最大。减小相关系数ρ，则η值也相应减小。图3－15示出了瑞利衰落环境下不同相关系数时双重分集最大比值合并的性能。

图3－15 不同相关系数下的双重分集最大比值合并性能

由图可见，相关系数ρ由1到0.7时，性能有较大改善；而ρ由0.7到0时，则性能改善较小。在侧向情况下，给定ρ＝0.7，则η＝11；给定ρ＝0.125，则η＝2。若给定天线高度为30米，便可确定不同η值时的天线间隔距离为

Sh100尺9尺相当于3m（＝0.7） 11或S100尺 50尺相当于15m（＝0.125）2减小η值，便增加了天线间距S。综合图3－14和图3－15的数据，显然，当天线间隔S由9英尺增加到50英尺时，付出的代价较大，但对于电平的改善不是太多，因而在天线高度为100英尺时，建议间隔取9英尺，在保持η值不变的情况下，我们还可以确定不同天线高度时的天线间隔，如当高度增加到150英尺时，间隔将从9英尺增加到13.5英尺。说明天线愈高，需间隔愈大。

在轴向情况下（α＝90º），两接收天线所需的间隔要比侧向情况下大得多，但因为移动台太低，大部分还是在侧向情况下接收的。