２００８年第３０卷第５期第ｌＯ页电气传动自动化ＥＩ。ＥＣＴＲＩＣＶ０１．３０。Ｎｏ．５ＤＲⅣＥＡＵＴｏＭＡＴｌ０Ｎ２００８．３０（５）：１０－１３文章编号：１００５－－７２７７（２００８）０５—００１０—０４基于空间矢量的三相电压型ＰＷＭ整流器的研究吴圣，宋建成（太原理丁大学电气与动力工程学院，山西太原０３００２４）摘要：建立了三相电压型ＰＷＭ整流器在三相静止坐标系和两相旋转坐标系下的数学模型，研究了其前馈解耦控制策略。在此基础上结合空间矢量调制（ＳＶＰＷＭ）的算法，设计了三相电压型ＰＷＭ整流器控制系统，并在Ｍａｔｌａｂ的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ中进行了系统仿真。仿真结果表明，设计方法可行，仿真模型正确。关键词：整流器；脉宽调制；解耦控制；空间矢量中图分类号：ＴＭ４６Ｒｅｓｅａｒｃｈｏｎ文献标识码：Ａｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅ－ｓｏｕｒｃｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｂａｓｅｄｏｎｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒＷＵＳｈｅｎｇ，ｓｏＮＧＪｉａｎ－ｃｈｅｎｇ（ｃＤ阮萨ｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌａｎｄＰｏｗｅｒＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＴａｉｙｕａｎＵｎｉｖｅｒｓ妙ｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｔａｉｙｕａｎ０３００２４，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｏｆｔｈｅｔｈｒｅｅ—Ｄｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅ－ｓｏｕｒｃｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｉｓｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｉｎｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅｓｍｆｉｏｎａｒｙｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓｙｓｔｅｍａｎｄｔｗｏ－ｐｈａｓｅｒｏｔａｔｉｎｇｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓｙｓｔｅｍｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．ＴｈｅｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇＯｎｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｉｓｓｔｕｄｉｅｄ．Ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍｏｆｔｈｅｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅ－ｓｏｕｒｃｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｔｈｅｂａｓｉｓｏｆｔｈｅｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙａｎｄＳＶＰＷＭｍｅｔｈｏｄ．Ｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｅｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｍｏｄｅｌｉｓｃａｒｒｉｅｄｏｕｔｗｉｔｈｔｈｅ８０ｆｔｗ，ａｌ－ｅＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋａｎｄｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｃｏｒｒｅｃｔ．ｖｅｃｔｏｒｔｈｅｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄｉｓｆｅａｓｉｂｌｅａｎｄｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｉｓＫｅｙｗｏｒｄｓ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ；ＰＷＭ；ｄｅｅｏｕｐｌｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌ；ｓｐａｃｅ１引言目前，在线式不间断电源（ｕＰｓ）在各个领域都得到了广泛的应用。而在线式ＵＰＳ，性能的好坏与ＵＰＳ２．１三相静止坐标系下的数学模型三相ＰＷＭ整流电路拓扑结构如图１所示。由图ｌ可得三相静止坐标系（ａ、ｂ，ｃ）下的方程为。中的重要环节整流器有很大关系。传统ＵＰｓ采用不控整流或相控整流方式。采用这两种方式会从电网吸取畸变的电流，从而造成电网谐波污染；在深度相控下会造成交流侧功率因数很低；在换流时会引起电网电压波形畸变，并且动态响应慢。而ＰＷＭ整流方式具有交流侧输入和输｝Ｂ电流谐波分量小、功率因数可调、直流侧电压波动小等优点。因此，ＰＷＭ整流方式在在线式ＵＰｓ中得到了越来越广泛的研究和应用。本文在研究二相电压型ＰＷＭ整流器的前馈解耦控制策略的基础上，结合空间矢量调制（ＳＶＰＷＭ）的算法，设计了三相电压型ＰＷＭ整流器控制系统，并通过仿真试验验证了采用此控制策略的整流器具有动态响应快、输出直流电压稳定、输入电流ＴＨＤ低等优点。Ｌ—ｄ’ｔＬ＝Ｅ—Ｒｉ．－Ｓ．Ｕｄｃ＋ｕ石图１三相ＰＷＭ整流电路拓扑结构Ｌ石ｄｉｂ＝Ｅｂ－Ｒｉ６哉魄＋‰￡石ｄｉｃ＝Ｅ嘏ｔ长魄＋ＵＮｏ２三相ＰＷＭ整流器数学模型及前馈解耦控制策略ｃ譬＿Ｓ４厶＋Ｓｂｉ瀚ｈ万方数据２００８年第５期吴圣。宋建成基于空间矢量的三相电压型ＰＷＭ整流器的研究・１１・式（１）中，＆、＆和＆分别表示三相桥臂的开关函数，Ｓ＝ｌ代表上管通，下管关；Ｓ－－－Ｏ代表下管通，上管关。对三相对称平衡且无中线系统有：ｆＥ．＋Ｅｂ＋丘＝ｏ…Ｉｉ。＋如＋ｔ＝ｏ～二７将式（２）代人式（１），整理可得：‰＝＿１（Ｓｏ＋Ｓｂ＋Ｓ）玩（３）ｊ２．２两相旋转坐标下的数学模型上述数学模型物理意义清晰、直观，但由于整流器交流侧均为时变交流量，不利于控制系统的设计。因此，通过坐标变换将ｉ相静止坐标系（口、ｂ、Ｃ）转换成以电网基波频率同步旋转的坐标系（ｄ、ｑ），得到整流器在两相旋转ｄ、ｑ坐标系中的数学模型如下：Ｌ鲁＝ｂＲｉｄ—Ｕ幽ⅧｈｑＬｄ砒ｉ＿ｂ＿＝Ｅｑ－Ｒｉｑ一玩＆砒如（４）ｃ譬＝手（如＆＋ｉｑＳｑ）一屯２．３前馈解耦控制由式（４）可以看出，ｄ、ｑ轴电流不独立，存在交叉耦合关系。这是由于整流电路虽是静止电路，但变换至旋转坐标系中，经电感作用会使ｄ、ｑ轴之间产生耦合。控制系统只有通过解耦才能单独控制ｉｄ、ｉｇ。式（４）中，Ｕ出岛、Ｕ士＆分别为电网电压空间矢量以在两相旋转坐标系下的ｄ、ｑ轴分量，可令Ｕａ＝比＆，％＝玩Ｓ，则有：Ｌ也氓．ｋ一玑讹Ｌ．ｂ５￡盟出盟出也嘏．～一％州己．Ⅺ由式（５）可知，ｄ、ｑ轴电流除受控制量玑、玩的影响外，还受到交叉耦合电压ｔｏＬｉｑ、－－伽Ｌｉｄ扰动和电网电压乜、Ｅ的扰动。因此单纯的ｄ．ｑ轴电流负反馈不能实现解耦。为此引入前馈解耦控制。采用前馈解耦控制即可实现由仉、以分别独立控制两电流。此时有：『７ｌ仉＝一（Ｋ０＋！鲁Ｌ）（０一ｉｄ）＋ｏ）Ｌｉｑ＋Ｅｄ｛Ｊ、Ｖ７ｒ／（６）ｉ“一（硌＋等）（‘’一如）喇如＋目前馈解耦控制框图如图２所示。万方数据图２前馈解耦控制框图３空间矢量ＰＷＭ控制技术３．１电网电压和参考电压空间矢量设电网电压为三相对称电压，则有：ｌＥ＝巩ｓｉｎｔｏｔ｛Ｅｂ＝巩ｓｉｎ（ｔｏｔ２１２００）（７）ｌ最＝“ｓｉｎ（‘｜ｏｔ＋１２００）在采用电压空间矢量ＰＷＭ控制系统中，定义如下空间矢量：（１）电网电压空间矢量，■ｒ以＋乩＋『％＝、／争（玩＋以嵇Ｅ）（８）ＴＪ式中：Ⅱ＝ｅ跏，乩、％为电压空间矢量以在两相静止坐标系（ａ、口）中的分量。（２）参考电压空间矢量％＝％叫％＝、／争（既＋函材Ｂ）．■ｒ（９）ＴＪ式中：口＝ｅ溯，巩、％为电压空间矢量％在两相静止坐标系（ａ、口）中的分量。３．２电压空间矢量计算的简化如图３所示为空间电压矢量分布图。其中，％、％为％在ａ、卢轴上的坐标值，矢量％与ａ轴上的夹角为７，且ｔａｎ，／＝争。按传统方法，由ｔａｎ７确Ｕ毋定％在空间矢量上的角度，进而通过反正切、正弦函数求出矢量作用的时间兀、疋。事实上，由于反Ｖ２（ＯｌＯ）ｌ＼％ⅡＺ１０’噩ＩｉＱｌｌ）Ｖｏ（０００）＼苏二，垡。Ｖ。（００１）Ｖ５（１０１）图３空间电压矢量分布图・１２・电气传动自动化２００８年第５期正切技术复杂，即使采用高速数字处理芯片ＤＳＰ，也难以用传统方法计算电压空间矢量的位置和作用时间。下面介绍一种电压空间矢量的简单算法，可直接采用参考电压来判断扇区和作用时间。（１）矢量的作用时间扇ⅨＩⅡⅢⅣＶ００００００００００００００００００表ｌ各扇区开关欠量分配表开关矢量１００ＯｌＯＯｌＯ００ｌ００Ｉ１００１１０ｌｌＯＯｌｌ０１１ｌＯｌｌＯｌｌｌｌｌｌｌ１ｌｌｌｌｌｌｌＯ１１００ｌｌ０１ｌｌＯｌｌＯｌｌｏｏＯｌＯＯｌＯｏｏｌ００ｌ１００ｏｏＯ０００００００００Ｏｏｏ０００ｌｌｌｌｌｌ根据参考电压矢量％，可直接计算空间矢量在各个扇区的作用时间。以第一扇区为例，假设参１ｌｌ１１１ｌｌｌｌｌｌｌｌｌ１１ｌⅥ考电压％在图３第ｌ扇区所示的位置，则它由第一扇区中相邻的两个有效空间矢量ｙ。、ｙ。和零矢量进行合成。则有：％Ｅ＝ｙ４Ｔｉ＋ｙ６Ｔ２式中：￡为采样周期，玩＋为直流侧电压矢量。（１０）根据式（１０）和（１１），可以算出Ｖ。（１００）和Ｖ６（１ｌＯ）在一个控制周期内的作用时间兀和死，在其余各扇区内均有此类似关系。零矢量的作用时间为Ｔｏ＝Ｚ—Ｔｊ—Ｔ２。（２）扇区的选择一Ｉ玉：丑４２７＂２２Ｉ丑２互２丑２五４。ｔ根据参考电压矢量％及其在ａ、口坐标系的分量％、以。，定义为：Ｘ＝％图４第ｌ扇区内空间矢量作用时间图４系统仿真’由图２可知，系统在实现如、屯解耦控制后，可ｙ＝丁１（、／丁％一珥ｐ）（１２）得到控制量玑、配，然后通过ＳＶＰＷＭ调制算法，即压争（一Ｖ－Ｙｕ，。一ｕ口）若Ｘ＞０，则Ａ＝Ｉ，否则Ａ＝０；Ｙ＞０，贝０Ｂ＝Ｉ，否贝０Ｂ＝０；可生成相应６路脉冲，从而控制三相整流桥功率管的开断，合成仉、玑对应的电网电压空间矢量以，间接地控制网侧电流。为了实现单位功率因数控制，控制算法采用电网电压定向，即令以同步速度旋转的三相电网电压空间矢量以＝毋。若要实现单位功率因数控制，则必须使三相网侧电流空间矢量，－如，即令厶＝Ｄ。整个控制电路由电压外环和电流内环组成，电压外环经ＰＩ调节后的输出作为电流环的给定。其中电压外环保证稳定的直流输出，电流内环用于提高系统的动态性能和实现限流保护。Ｚ＞０，则Ｃ＝Ｉ，否则Ｃ＝０。设Ｎ＝Ａ＋拈＋４Ｃ，则参考电压空间矢量所在扇区由ＪＩ＼，确定。（３）开关矢量的合成为保证系统在各种情况下，每次切换都只涉及一只开关，电压空间矢量采用七段空间矢量合成方式即每个矢量均以（０００）开始利结束，中间矢量为（１１１），非零矢量保证每次只切换一只开关。各扇区开关矢量分配如表ｌ所示。如图４所示为第１扇区内空间矢量作用时间图。由以上对矢量作用时间、矢量扇区和开关矢量的分析可知，根据参考电压在不同的扇区，选用适当的开关矢量，计算出矢量作用时间，即可合成所需要的参考电压空间矢量。上述算法无需计算反正切，也无需查表求取角度，明显优于传统算法，且便于数字实现。Ｖ—ＩＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ图５三相电压型ＰＷＭ整流器仿真模型图万方数据２００８年第５期吴圣。宋建成基于空间矢量的兰相电压型ＰＷＭ整流器的研究・１３‘如图５所示为三相电压型ＰＷＭ整流器仿真模型图。系统的仿真参数为：输入相电压幅值１８０Ｖ，角速度１００ｐｉ，输入电感５ｍＨ，输入电阻忽略不计，输出直流电压指令为３８０Ｖ，输出负载电阻１０Ｑ，开关频率２０ｋＨｚ，采用可变步长ｏｄｅ２３ｔｂ，仿真时间为Ｏ．２ｓ。仿真结果如图６—８所示。其中，图６为ＰＷＭ整流器输出直流电压波形图，．图７为Ａ相电压、电流波形图，图８为Ａ相输入电流总谐波畸变图。专善ｔ｝ｓ图６输出直流电压波形图《迤专Ｘ图７Ａ相电压电流波形图亳喜主毒量图８Ａ相输入电流总谐波畸变图５仿真分析由图６可知，ＰＷＭ整流器输出直流电压稳定在给定值３８０Ｖ左右，超调量／１，Ｃ／１，于２０ｖ），调节时万方数据间短，而且稳态直流电压误差极小（小于０．１３％ｏ由图７可见，网侧电流动态响应快，电流与电网电压同相。经检测，稳态时的Ａ相输入功率因数为０．９９９６。图８为Ａ相输入电流总谐波畸变图。经检测，稳态时的ＴＨＤ＝０．３９％，由此可见Ａ相电流的畸变非常小。产生以上结果的原因是系统采用了在前馈解耦的基础上产生的电压电流双闭环的控制结构。其中电压外环保证了稳定的直流输出，电流内环提高了电流的动态响应速度，并且这种控制方法使电流的相位和输入电压的相位保持一致，从而保证了输入功率因数接近单位功率因数，减小了电流的畸变，同时开关频率的提高也有利于降低电流的畸变。６结束语本文在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ中建立了三相电压型ＰＷＭ整流器的仿真模型，并进行了仿真。由仿真结果可知，本文采用的基于ＳＶＰＷＭ技术的电压电流双闭环控制方法可以使整流器的输入功率因数接近１，网侧电流动态响应快，输出直流电压稳定，从而降低了输入电流的畸变，提高了系统的性能，减少了对电网的污染。参考文献：［１］ＶＢｉａｓｋ，ＶＫａｕｒａ．ＡｎｅｗＭａｔｌｌｅ腑ｔｉｃａｌＭｏｄｅｌａｎｄＣｏｎｔｒｏｌｏｆａＴｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅＡＣ－ＤＣＶｏｌｔａｇｅＳｏｕｒｃｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ，１９９７，１２：１１６－１２３．［２］Ｈａｂｅｄｅｒ，ＴＧ．ＡｓｐａｃｅＶｅｃｔｏｒ－ｂａｓｅｄＲｅｃｔｉｆｉｅｒＲｅｇｕｌａｔｏｒｆｏｒＡＣ—ＤＣ－ＡＣＣｏｎｖｅｒｔｏｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｍ．ＯｉｌＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ－ｉｅｓ，１９９３。８（１）：３０－３６．［３］浦志勇，黄立培。吴学智．三相ＰＷＭ整流器空间矢量控制简化算法的研究［Ｊ］．电工电能新技术，２００２，２１（２）：５６—６１．［４］黄守道，张铁军，陈颖等．一种三相ＰＷＭ整流器控制方法研究［Ｊ］．电气应用，２００５，２４（３）：１０６－１０９．［５］孙业树，周新云，李正明．空间矢量ＰＷＭ的ＳＩＭＵＬＩＮＫ仿真［Ｊ］．农机化研究；２００３（２）：１０５—１０６．作者简介：吴圣（１９８０一），男，太原理工大学电气与动力工程学院硕士研究生，主要从事电力电子与电力传动方面的研究。宋建成（１９５７一），男，太原理工人学教授、博士生导师，主要从事电力系统自动化、智能电器技术的研究。收稿日期：２００８－－０２－１８